RCC是自激震荡器的英文缩写，后来人们把这个电路运用于反激式拓扑，制作成反激式开关电源。RCC拓扑制作成反激式电源，也有其优势：电路简单容易制作，输出电流基本限定在一定范围，可作为LED灯的电源，输出电压范围比较宽松，适合于给蓄电池、锂电池充电。
一、基本电路形态及原理
常用电路拓扑如下：
启动：R1为启动电阻，接通电源后流经R1的电流对C1充电，当A点的电压达到0.7伏时Q1微导通，由于Nf反馈绕组与Np的进线同相（黑点表示），Nf线圈中产生感应电压Vf+，这个感应电压通过R3、C1对Q1基极提供更强大的电流使Q1饱和导通。
电流运作：Q1饱和导通后，变压器的次级线圈Ns与Np反相，D3不导通，Np线圈作为电感Lp使用，产生的电感电流为Ip，由于电感电流不能突变，电感电流线性增长，变压器磁通量亦线性增加。
反激：R5为发射极电流取样电阻，随着电流的增长，R5上的电压上升，当R5上的电压上升到Q2基极的导通电压，Q2导通，释放Q1的基极电流，Q1截止。电感（变压器）中的磁通量开始减少，变压器各线圈的电压极性反转，D3导通，对电容C2充电和向负载提供电流。
C1电压复位：Nf线圈中产生的反激电压对C1进行反向充电，当变压器磁能释放完毕，C1上的反向电压足以使得Q1再次导通，重复前面的过程。
描述参数：
Ton-----开关管开通时间，电感充电时间
tor-----开关管关闭时间，电感（反激）放电时间
Ip------到达Ton时电感的最大电流
T-------开关周期，完成一次开和关的时间总和，即T=Ton+tor
Vor-----电感反激电压（由设计者根据开关管耐压自行确定）
伏秒数平衡------Vin*Ton=Vor*tor
开关管导通时，电感电流从0开始线性增加到最大值Ip；开关管关闭，电流从最大值开始线性下降至0。
二、输入输出电流计算法
1、计算参数：
伏秒数平衡------Vin*Ton=Vor*tor
式中等式两边同除以周期T得到：
Vin*D=Vor*Kt
D=Ton/T Kt=tor/T
D-----占空比，充电时间占周期的比例，充电系数
Kt----反占空比，放电时间占周期的比例，放电系数
此电路中的电流Ip产生的能量要全部释放后才启动下一个周期，这种模式称为临界电流模式，即BCM模式，BCM模式D+Kt==1。
占空比计算：
整理得到：
同理也可得到：
电源工作频率计算：
因为
所以
RCC最佳工作频率在50千赫到100千赫之间。
2、输入电流平均值
3、输入功率
假设需求条件为：
输入功率10瓦，最低输入电压100伏，反激电压80伏，开关周期20微秒（开关频率50千赫）
用（1）式计算占空比
用（3）式计算Ip的值
用（2）式计算电感量
该电源在输入电压300伏时的频率为：
在实际运用中，电感量的偏差只影响频率，电感量小频率比预设的要高一些。如输出功率不够，可适当增加Ip电流值，只是频率比预设的要低一些，RCC设计是比较宽松的。
4、输出电流平均值计算
上式是单一电感的输出电流，现在换成变压器。
根据变压器原理：
短路电流：
当电源短路时，反激电压为整流二极管的电压Vd乘以匝比，反激电压低反激时间拉长，Kt接近于1，于是短路电流为：
输出功率：
输出功率跟反激电压与Ip成正比，所以反激电压取得高，输出功率大一点。
如果把
也可以从输出需求，计算Ip及电感L。
根据
根据
如加入通用比例系数，可得到：
通用系数Ks计算表 | |||
输入电压 | 反激电压 | ||
伏 | 50伏 | 80伏 | 100伏 |
100 | 33.33 | 44.44 | 50.00 |
200 | 40.00 | 57.14 | 66.67 |
250 | 41.67 | 60.61 | 71.43 |
300 | 42.86 | 63.16 | 75.00 |
350 | 43.75 | 65.12 | 77.78 |
假设在最低输入电压250伏时需要100瓦的输出功率，反激电压取100伏，从上表查到Ks为71.43。那么Ip的值为：
如果效率为0.9，该电源实际需要的Ip为：Ip=2.8/0.9=3.11安。
如周期为20微秒，那么采用电感（变压器初级电感量）：
5、效率
开关电源输出二极管，特别是在低输出电压时损耗最大。
输出电压为5伏，整流管压降0.7伏，如果加上其他损耗，5伏输出电压电源的效率一般在0.8左右，高输出电压时效率可做到0.9以上。
6、伏秒数损耗
在变压器作为媒介传送能量时，由于变压器有漏感存在，所以变压器不能完整地将原边的Ip全部传送到次边，所以次级获得的电流比Ip要小些，因此引起次边的伏秒数减小，由于tor的减小，在示波器中会看到开关频率比预设的要高一些。
三、RC的取值
RC的取值是电源能否有效工作的关键，这个RC指的是下图中的C和R3。
1、中值计算方法：
假设：D=0.5，正激电压为Vf+伏，反激电压为Vf-伏。以开关管的基极作为坐标原点研究电容的变化规律，看下图：
图中：Vf+=Vf-=V D点为本周期的结束点，也是下一个周期的开始点，即A点。A与C点电压的绝对值为0.5*V
A点的开关管基极电流最大，使开关管深度饱和，B点为电容器电压的0点，C点电流最小。
电流关系：A点电流为B点电流的1.5倍，C点电流为B点的0.5倍。
根据电容方程：
用中值法计算B点电流I，当t=Ton 可得
整理可得到：
要使得在D=0.5时，电容的充放电需要对称，必须在Q2的e极、c极加电容的复位二极管。
2、大RC状态：
假设：A点C点电压绝对值为V/3
3、小RC状态：
假设：A点C点电压为V
小RC情况，在C点基极电流基本到0了，看上去不能满足开关管的导通，其实结型开关管存储时间ts较长，小RC是常用的一种方式。
4、单电压设计：
单电压是指适应我国220伏工频电压，波动10%或20%时设计电源。
假设：Vf-=V,Vf+=2*V, A点C点电压为V。
得到：
单电压时，由于Ton减小，所设置的RC值可相应减小。如不接电容的复位二极管，要注意tor时间的电容的复位。
正激Ton
复位tor
从上面2式可解出R4
如R3为330欧姆，当D=0.3时，可计算出R4要小于439欧姆。
5、极端状态
在设计电源时往往都重视开关管如何饱和导通，但别忽视了反激时间时RC的运作。下图列举了2种极端状态。
RC非常小的状态
当电感电流没有完全释放，电容C的电压（D点电压）已经接近于反激电压，此时电容电流接近0，复位二极管（或Q2）的钳位作用消失，此时Q1有可能要启动。为避免这种情况，电路中在电容上加R2，为反激电压提供电流通路，确保钳位管在反激过程Q1的基极始终钳位在负0.7伏。
RC非常大的状态
当电感电流已经完全释放，由于R4取得太大，电容C的反向充电电压只充了一点点，即D点的电压小，这样会造成下周期打开开关管的激励不足。此时可减小R4的值。
反激结束时开关管基极电流的博弈
反激快结束时，几股电流的博弈，决定了下个周期的工作状态，反向复位（加复位二极管且R3小）电流太强或启动电流太大都会使Q1提前开启，这样会进入Ip电流连续模式，即所谓的CCM模式。正常情况下，Nf中反激电流消失，Q2基极与集电极电流消失，Q1的基极在Vc的作用下导通（可以不依靠启动电阻R1）。
同值RC的电容与电阻不同取值：
R*C=5微秒 小功率 如R=500欧姆，C=5nf
大功率下需要大电流驱动，如R=100欧姆，C=50nf。但是由于三极管ts的影响，在小R大C设置时，控制管及复位二极管会在反激回路中产生很大的电流，Vc电压快速反转，逼迫开关管导通，炸机概率增加。
四、控制电路及改进
用1300X系列三极管制作开关电源，开关管的关断特性差（上升与下降沿不陡峭），Ip与电源电压交叉时间太长，导致开关管功耗增加，开关管发热，最后导致热击穿。
1、结型开关管的输出特性
用555制作，输出频率50千赫，占空比为0.5的方波驱动结型开关管。
在示波器可以看到，开关管输出延迟将近为Ton的50%（ts时间），且上升线不陡峭。在基极电阻上加一个反向二极管或加速电容，延迟有所改善，但效果还是不好。
在开关管的发射极串一个二极管，抬高基极电位，情况发生了非常好的转变，输入、输出延迟量减小。这种接法用在RCC开关电源上效果非常好。而且电路对二极管的要求也不高，如2N4007、FR107都可使用。
下图：加三极管8550使开关管基极产生更大的负电流，使开关管迅速截止。
D采用反向恢复时间长的，基极与发射极的（二极管）反向恢复电流大，所以ts小，反之ts大。反向恢复时间短的二极管，其上升和下降沿要陡峭。
在实际的情况下，可以利用ts的存储时间，常设计成RC<<Ton。（参阅5、如何利用ts时间）
2、常用三极管关断电路
上图为关闭开关管的常用电路。由于变压器及外围电路中杂散电容存在，开关管打开的瞬间，会有一个电流尖峰，于是会在取样电阻R5上产生一个尖脉冲电压，这个电压足够大时会造成Q2误开启，关闭开关管。接C1后可抑制这个尖脉冲电压。
一般尖峰脉冲存在的时间在0.5微秒以下，那么R4与C1的时间常数设在0.5微秒到1个微秒就可以了，如果尖峰脉冲幅值小，C1可以不用。
在Ip作用下，R5上的电压逐步上升，当Vr5=Vr4+0.7伏时Q2开启，开关管关闭。
开关管的发射极电流含Ip与Ib，如Ib小可忽略。
通过R4的电流有2部分组成，一是给电容C1充电，二是Q2的基极电流，这2个电流之和，在1毫安到3毫安之间，根据下拉电流大小而定。在Ton结束时，R5上的电压可用下式估算。
如R4取300欧姆，可用
3、可控硅式关断电路
上图中Q2、Q3接成可控硅的电路形态。
优点：可控硅导通后有自锁功能，确保Vb在低电位；控制灵敏度高，流经R4上的电流很小就能开启Q2，所以R5可以这样计算：
缺点：1、导通时压降偏大，压降约1伏到1.2伏，采用这种方式，开关管的发射极必须串二极管。带载能力差，由于Q2、Q3导通电流都是通过基极完成，所以这种可控硅式电路在开启时最多只能承受几十毫安的电流，适用于小功率电源。
2、tor结束后Q1、Q2由于深度饱和而不能解锁，使电源工作于DCM状态，输出电流远小于设计值。要使得Q1退出饱和状态，R4的取值不能太大，取300到500欧姆为宜。
4、复合型关断电路
复合型电路，吸取上面电路的优点，具有控制灵敏度高，不会自锁，带载能力强的特点。R5的计算和上面的一样。用MOS开关管这个电路最好。
开关管采用MOS管时,流经R4的电流非常小，所以
功率在10瓦以上，采用13005大功率管，Q3下拉电流较大，流经R4的电流在0.3毫安左右，在计算R5时要考虑R4上的电压。
5、如何利用ts时间
高耐压三极管，如1300X系列的ts非常大，在深度饱和的情况下，基极电流为0后，三极管继续导通，对基极施加反向电流后（类似于二极管的反向恢复），才能迫使开关管截止。
采用大RC值时，当Q2导通后，先把开关管的基极电流降为接近0，再由基极与发射极这个二极管反向恢复到Q1完全截止。从Q2开启到开关管截止，大约要1微秒时间。这样Q2要承受较大的集电极电流（图中I1与I2），Q2容易损坏。
小RC的情况就不同了。R的取值要满足开关管在开通的瞬间使开关管深度饱和，RC取小于Ton的4分之一以下。这样开关管的基极电流提早断流，开关管继续导通，到Q2开启时主要下拉电流I2，使基极与发射极这个二极管反向恢复而使得开关管截止，从Q2导通到Ip结束时间非常短，两者基本重叠。
五、开关管采用MOS管
因MOS管的开启、关闭（上升、下降沿陡峭）的性能比结型管好的多，所以用MOS管作为开关管，容易制作，稳定性好。
1、工作原理
接通电源，R1对C充电，Vc达到MOS管的开启电压后（一般VTH为4伏电压），MOS管开始导通，Nf中产生感应电压Vf+，该电压加速了MOS管的开启速度，使之完全导通，完全导通电压Vg一般在8伏左右。
随着Ip的增大，取样电阻R5上的电压达到Q2的导通电压时，Q2导通，释放Ciss的电荷，使之Q1关闭。
Q1关闭后，Nf中产生感应电压Vf-，该电压通过稳压管（正向导通）、R3对C反向充电。变压器磁能释放完毕，Nf中没有电压，稳压管0.7伏的钳位作用消失，电容电压Vc再次向Ciss充电，完成循环。
2、RC取值
MOS管的特性与结型管不同，开启MOS管的方法也不同。那么RC的计算方法也不完全一样。（下图为方便只画了MOS管的输入电容）
RC运作
先设置电容C为Ciss的5倍，这样在电流的驱动下，如果Vc减少1伏，那么Ciss的电压会升高到近5伏（这是电容串联的特性所决定的），以迅速开启MOS管。
上图中，Ton段，从A点到B点，电容C的电压迅速减少，当Ciss的电压升高后，电容电流减小，以维持MOS的导通状态。Toff段，电容C先放电后反向充电到E点。
开启MOS管的平均电流计算
开启电压从4伏到8伏，时间花了0.3微秒，如Ciss为1nf。
充电电流一般1纳微法可取15毫安进行计算。
如果电容过零点处计算回路电流，设Vf+最低为10伏，Vg=4伏，就可计算R3的值。
用Ciss充电的平均电流代入上式，可得：
R3*C的时间常数只是打开MOS管的基本要求，只要时间常数小于Ton，那么跟Ton没有对应关系，但跟Toff有关，在Toff时间内，电容电压要实现电压极性的反转，没安装稳压管的时候，R3加R4与C的时间常数要小于Toff，一般为三分之一的tor。为了有效地开启开关管，Ton要大于R3*C的2~4倍（开关频率不能设置的太高）。在实际应用中，Vf取大一点为好，如在最低输入电压时取12-15伏。
一般开关频率50千赫的电路，R3*C=2.25微秒，也可成为通用设计数据，如MOS管的Ciss为2纳微法，取C为10纳微法，可计算出R为225欧姆。
3、控制电路与光耦连接
上图为比较好的连接方式，1、采用下拉式，无需为光耦准备一个控制电压源。2、此电路用作充电器，不怕倒灌，当输出电压高时电路不工作。
4、RCC波形解读
用示波器探头靠近变压器，可获得一个震荡波形，通过对波形的观察，可了解开关电源工作正常与否。上升沿与下降沿陡峭，电源的效率比较高。
六、DRC电路计算
反激电源，非隔离式，即电感直接对负载放电，那么开关管所承受的最高电压为：输入电压加输出电压。
为了实现电气隔离，有了变压器之后情况就发生了较大的变化，变压器不能把全部的能量传送到次级，即变压器有漏感存在，当变压器电压极性发生转变的时候，在变压器初级会产生一个尖峰电压，这个尖峰电压很高，如不加以抑制就会损坏开关管。
采用变压器后，由此产生了DRC电路，其作用是把开关管关闭的瞬间，部分Ip电流不能传输到次级，损耗的电流会产生一个尖峰电压，现把这部分电流的电荷灌入到电容中，由于电容接受了电荷，电压升高△V（这个△V大大小于尖峰电压），这个升高的电压由R慢慢地消耗，即电容电压的复位。
DRC电路计算
1、电容计算
设变压器漏感为5%（即电流损耗），开关管关闭时间（导通到截止时间）为0.3微秒，电容电压增量为10伏。
由电容方程可得：
如当Ip为1安时，此电容可采用1.5nf。
2、电阻R计算
如反激电压为100伏，电容电压为Vor的1.2倍，设高一点的目的，就是电阻放电时不要把反激的能量放了。看上图可用下式计算：
整理后得到：
式中：电流为安培；电阻为千欧；周期为微秒。
如电流为1安，周期为10微秒，那么R可取82千欧左右的电阻。
3、二极管选择
开关管的关闭时间、变压器极性变换均在0.5微秒以内完成，所以D宜采用反向恢复时间在0.5微秒的二极管，在0.5微秒以内，二极管相当于一个电阻，可消耗一些高频杂波能量，如D采用FR107，反激波形中基本看不到高频振铃。
二极管的耐压不能小于开关管的耐压。
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