IGBT是栅极为MOS构造，同时兼具MOS管高速、输入阻抗高、易驱动与GTR的通态压降小、载流密度大、耐压高、热稳定性好、双极晶体管通态压降低的优点于一身。，简化结构如上图。工作时由于IGBT的电导调制特性，RN减小很多使得IGBT的通态电阻很低，大约为VMOS的十分之一，使得IGBT的功耗很低。从简化等效电路上看，IGBT相当于是用双极性晶体管与MOSFET组成的达林顿结构，相当于一个MOSFET驱动的晶体管。因此，IGBT的通态压降很低，特别是在大电流的情况下更为明显。而由于IGBT的栅极为MOS构造，因此IGBT的开关损耗与可控硅相比非常低。
可控硅为换流关断型，它的门极只能使管子开通，不能使其关断。管子开通后，门极就失去了控制能力，只能依靠外部换流使流过管子的电流下降为0，或者使管子两端的电压反向而关断。因此可控硅的开关损耗非常高，在较高的频率下使用效率很低。
二 多种电路结构中频电源能耗对比
整流部分由6只可控硅完成将三相交流电变成直流，同时担任设备的功率调节。整流后的直流滤波由大的直流电抗器完成，此部分带来1%~3%的损耗，变频电路由4只可控硅完成，变频电路的损耗大约为5%。受可控硅关断的制约，变频回路的功率因数只能达到0.8~0.85。输出电路是由感应线圈（炉体）和补偿电容组成的并联谐振电路。受可控硅耐压的限制，中频电压≤750V，因此，感应线圈上的电流通常是直流电流的5~10倍（5~10是振荡回路的品质因数俗称Q值，并联谐振电路的特征是振荡电流是直流电流的Q倍），所以并联谐振输出电路通常有较大的损耗，约占整机功率的25%-30%。因此可控硅变频中频感应加热设备的整机效率大约只有50%-60%左右。
2. IGBT串联谐振电源
IGBT中频感应加热设备的另外一种电路结构为串联谐振，主电路如下图：
整流部分由6只二极管担任，直接整流不斩波，不会导致电网的功率因数下降。串联谐振电路去掉了庞大而笨重的滤波电抗器，减小了损耗，滤波由电容C1担任。变频电路由4只IGBT构成，IGBT的导通损耗比可控硅低，而关断损耗大大低于可控硅的开关损耗，因此变频电流的损耗大约在3%。该电路的功率调节有两种方式：1、改变变频电路的工作频率（变频），2、改变IGBT的导通时间（调宽）。输出电路的特征是感应线圈与补偿电容串联构成串联谐振电路。此电路的特征是流过IGBT的电流与流过感应线圈及补偿电容的电流相等，而感应线圈上的电压是整流后直流电压的3~10倍（串联谐振电路的特征是振荡线圈的电压是直流电压的Q倍）。感应线圈上的功率P=感应线圈上的电压（V）×流过感应线圈的电流（I）。
现在我们来比较并联谐振与串联谐振，感应线圈的损耗。
假设感应线圈上的功率都是P。
并联谐振：
；
因此可见在相同的功率与相同的感应线圈的情况下，串联谐振感应线圈的损耗最多只有并联谐振感应线圈的1/9。因此，串联谐振输出电路的损耗约占整机功率的5%-10%，所以串联谐振变频的中频感应加热设备的整机效率为80%-90%。
在串联谐振电路中，感应线圈上中频电压的高低与变频功率器件的耐压无关，只要感应线圈的绝缘允许，提高中频电压就可以进一步降低感应线圈的损耗，整机效率就会进一步提高，这和输电为什么要用高压输送是一个道理。
三 IGBT串联感应加热电源对比可控硅并联感应加热电源可靠性优势 1. 可控硅并联感应加热设备调节功率是通过调节整流可控硅的导通角实现的，在设备工作在小功率时，可控硅导通角减小，电网的功率因数就会降低。因此必须另配功率因数补偿柜，增加新的投入，如果不另配功率因数补偿柜，将会导致用户配电室的功率因数补偿柜电容损坏或供电变压器发热。用户的投入增加，并且带来了电源效率的损耗。
IGBT串联感应加热设备调节功率采用逆变侧调节方式，整流电路采用二极管，整流的功率因数为100%，不需要在配电柜中另外配置设备。
2. IGBT串联感应加热设备工作时，开关器件承受的反压很小，其大小仅仅是开关器件反并联二极管的导通压降，非常小。
可控硅并联电源工作时，开关器件承受承受反压较大。由于自关断器件IGBT承受反压的能力很低，因此应用中需要给每个桥臂的主开关管串接同等容量的快恢复二极管，增加了损耗。
3. IGBT串联感应加热设备的逆变器输入相当于恒压源，负载为R，L和C串联，其输出电压为矩形波，电流为近似正弦波。其中的IGBT由于承受矩形电压，故du/dt较大，吸收电路起着关键作用，而对其du/dt要求则较低。
可控硅并联电源的逆变器输入相当于恒流源，负载为R，L和C并联，其输出电流为矩形波，输出电压为近似正弦波。其中的IGBT承受矩形电流，du/dt较大，有时为了减小du/dt，必须在电路中串联电感以限制du/dt，电感增加损耗。
4. IGBT串联感应加热设备在换流时，IGBT在关断前谐振电流己经逐渐减小到零，因而关断时间短，损耗小。
可控硅并联电源的逆变器在换流时，IGBT是在全电流运行中被强迫关断的，电流被迫降到零以后还需加一段反压时间，因而关断时间较长，因此开关损耗较高。
5. IGBT串联感应加热设备的逆变器由电压源供电，在换流过程中为避免逆变器上下桥臂开关管同时导通造成电压源短路，在控制中必须确保先关断再开通，即必须保证死区时间的存在。
可控硅并联电源的逆变器由电流源供电，换流时为了避免直流滤波电感Ld上产生大的感生电势，必须保证电流连续，即换流时要遵循先开通后关断的原则，保证重叠时间的存在。重叠时间内，虽然逆变器桥臂直通，但由于Ld比较大能够限制电流上升率，不会造成直流电源短路，但换流过长会使系统效率降低，因此重叠时间不可过长。
6. IGBT串联感应加热设备的起动较为简单，既能自激工作，也能它激工作。我们可以利用这一点设计它激转自激电路，容易的解决电路的起动问题。
可控硅并联电源起动较为困难。起动前需对直流滤波大电感预充电，以保证其为电流，只能工作于自激状态，当驱动信号频率不等于负载固有谐振频率时，系统就起动不起来，因此并联谐振电源起动之前必须测定负载的固有谐振频率。
7. IGBT串联感应加热设备的逆变器由于电压高，电流小，对槽路布局要求较低，感应加热线圈与逆变电源的距离远时对输出功率的影响很小，当采用同轴电缆或将来回线绞接在一起铺设时影响则几乎可以不计。
可控硅并联电源的逆变器则由于电压低，电流大而对槽路布线要求很高。感应加热线圈与逆变电源(尤其是谐振电容器)的距离应尽量靠近，否则两者之间的引线的分布电感会改变负载电路的结构，对电源工作影响很大。
8. IGBT串联感应加热设备在负载谐振频率随加热过程不断变化时，控制电路即使未能跟踪其频率变化，也只会造成负载功率因数的变化，不会发生停振或逆变颠覆等故障。
可控硅并联电源在感应加热过程中，负载的等效阻抗等参数会有一定的变化，因此负载的谐振频率就会相应有变化，此时如果逆变器控制电路不能及时准确的跟踪到负载谐振频率，就可能使逆变器停振，甚至发生逆变颠覆的故障。因此相比可控硅并联电源，IGBT串联电源工作可靠性更强。
9. IGBT串联感应加热设备感应线圈上的电压和槽路电容器上的电压，都为逆变器输出电压的Q倍，流过感应线圈上的电流，等于逆变器的输出电流。
可控硅并联电源感应线圈和槽路电容器上的电压，都等于逆变器的输出电压，而流过感应线圈的电流，则都等于逆变器输出电流的Q倍。串联谐振电源在谐振回路损耗更低。
综合以上的对比情况，可以看出串联谐振电源具有工作可靠性强、槽路布局简单、启动方便、损耗较低等方面的优势，采用IGBT串联感应加热设备将更加可靠。
