摘要：介绍一种新型逆变式电子镇流器电路结构，该电子镇流器利用电感、电容和二极管构成的辅助电路实现输入电流波形的校正并使功率开关管工作在零电压开关状态，具有高功率因数、高工作效率、低波峰系数和电路结构简单的特点。分析了电路的工作原理，介绍了电路参数设计方法，给出了实验结果。 1 引言 由于电子镇流器具有较高的灯光效、高的功率因数、重量轻、无闪烁、无噪声和使用电压范围较宽(170～270V)等优点，在我国已得到广泛的应用。电子镇流器功率虽小，但使用量极大。因而其性能好坏直接影响到节电效果和对电网污染的程度。本文介绍的电子镇流器不但性能好，而且电路结构简单，成本低，具有较好的应用前景。 2 电路工作原理分析 2．1 电路结构 新型逆变式电子镇流器主电路如图1所示，图中CS为隔直电容，虚线所包围的部分为实现高功率因数而附加的电路，电感L为一个能量传输者传递着电流，同时也起着提高直流电压和电流波形校正的作用。两个电容Cx、CY为两个小型能量槽储存一部分能量，这两个能量槽在高频方式下完成充放电功能。两个二极管VDx、VDy引导电感电流进入电解电容C或负载回路。由于附加能量处理单元的作用，使整流二极管导通角增大到180°。电感L中的电流是一个高频振荡波形，其平均值电流跟随输入电压的波形，从而达到功率因数校正的目的。R1、C1、双向触发二极管VD4为触发启动电路。 2．2 工作过程 为了分析方便，输入电压和整流桥被等效成Urec(t)和VDr表示，其中Urec(t)=Uimㄧsinωtㄧ，Uim为输入电压峰值，ω为输入交流电压频率。灯负载回路等效成一个电流源电路，其电流表达式为io(t)=Iomsinωot(Iom为负载电流幅值，ωo为功率管开关频率)。由于逆变电路开关频率远比输入交流电压频率高，在分析过程的每一开关周期中可认为输入电压是近似不变的。又由于该逆变电路在输入电压峰值附近和输入电压瞬时值较低时的工作状态略有不同，分析时按两种情况讨论。对应的等效电路图及工作波形图分别如图2和图3所示。 第一种工作情况：这种工作情况对应于输入电压瞬时值较低时的工作状态。整个工作过程分五个阶段，此种情况下Ucx最大值低于电解电容C两端直流电压Udc，而且电感电流iL是断续的。 (1)第Ⅰ阶段 功率管VF2导通并同时通过iL及iO电流， Cx被iL充电，而CY电压被箝位于零，在这一阶段结束时，电感电流谐振到零，Cx上电压达到最大值，VDr和VDy关闭。 (2)第Ⅱ阶段 负载电流流过功率管VF2，iL保持为零。在这一阶段结束时，关断VF2。 (3)第Ⅲ阶段 VF2关断后，Cx通过负载回路放电，Ucx下降。 (4)第Ⅳ阶段 随着Ucx的下降，当整流电压高于Ucx时，VDr导通，入端电流通过电感开始对CX和CY充电。由于Cx中放电电流大于充电电流，因此Ucx继续下降直到零为止，此时VD1导通。 (5)第V阶段 VD1导通后，VD1中流过的电流为负载电流与电感电流之差，随着负载电流的减小和电感电流的上升，在这一阶段结束时，VDl续流结束。功率管VFl开始导通进入后半周期。由于后半周期工作与前半周期相似，不再详述。 第二种工作情况：此种工作情况对应于输入电压在峰值附近时的工作状态。整个工作过程分四个阶段，在这种情况下，Ucx的最大值能达到电解电容C两端直流电压Udc，电感电流是连续的。 (1)第1阶段 VF2导通，在此之前Cx上电压已经升高并钳位于Udc。因为C比Cx大得多，所以电感电流都经C通过，因此VF2仅仅通过负载电流。在这一阶段结束时，关断VF2。 (2)第Ⅱ阶段 VF2关断后，CX中能量向负载放电，电感电流向Cy充电。由于此阶段为输入电压的峰值附近，所以电感电流也处在峰值附近，对CY的充电速率加大。在此阶段中Ucx与UCY之和接近于但小于Udc。而在本阶段结束时， Ucx与UCY之和达到Udc，使VDy导通。 (3)第Ⅲ阶段 VDy导通后，使电感电流通过C形成通路。而Cx又通过负载回路放电，在这一阶段结束时， Ucx已降为零， UCY升到Udc，使VD1导通。 (4)第Ⅳ阶段 VD1开始续流，续流电流为负载电流与电感电流的差值，当VD1续流结束时，功率管VFl导通，进入后半周期。 3 电路工作特点 (1)功率管工作在零电压开关状态。功率管在反并联二极管续流时开通，可以实现零电压开通。功率管VF2关断时，其电流iVF2瞬间下降为零，原来流过VF2的电流转向对CX放电。VF2的漏源电压为Udc减去Ucx，使VF2漏源电压以某一斜率上升，这个斜率的大小取决于CX放电速率的大小，这就保证了VF2关断时漏极电流与漏源电压交叠几乎很小，达到了零电压关断的效果。 (2)高功率因数。在每一开关周期内，电容Cx或CY先是储存能量，然后再把存储的能量传送到负载。整流二极管导通角可达到半周期。由于能量处理单元所储存的能量主要对电解电容C和负载放电，因此功率开关管的电流等级与普通电子整流器相同。 (3)与普通泵式电子整流器相比， C两端直流电压偏低，有利于降低对功率管耐压的要求。 (4)灯电流波峰系数较小。 4 电路主要参数计算 假设负载电流与电感电流在正半周的两个交点对应的角度分别为：a， π－a。根据电容上电压电流的关系可得：Cx=[Iomc |
浅谈电子镇流器的工作原理 |
编者按：近年来，电子镇流荧光灯行业持续大发展，产品水平不断提高，中国在世界上作为节能灯大国的地位已经确立。但要进一步成为节能灯强国，就需要对产品技术和相应的技术基础理论进行进一步的探索。在对灯用三极管损坏机理的深入研讨中，笔者感到以前对荧光灯电子镇流器工作原理的描述越来越满足不了需要，其中甚至还有谬误之处，有必要对其进行更深入仔细的研究探讨。为避免复杂的数学推导，文中用较多的实测波形图加以说明。 电子镇流器工作最基本的原理是把５０Ｈｚ的工频交流电，变成２０～５０ｋＨｚ的较高频率的交流电，半桥串联谐振逆变电路中，上、下两个三极管在谐振回路电容、电感、灯管、磁环的配合下轮流导通和截止，把工频交流电整流后的直流电变成较高频率的交流电。但是，具体工作过程中，不少书刊都把谐振回路电容充放电作为主要因素来描述，甚至认为“振荡电路的振荡频率是由振荡电路充放电的时间常数决定的”。实事上，谐振回路电容充电和放电是变流过程中的一个重要因素，但不能说振荡电路的振荡频率就是由振荡电路的充放电时间常数决定的，电路工作状态下可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线的饱和点和三极管的存储时间ｔｓ是工作周期的重要决定因素。 三极管开关工作的具体过程中，不少书刊认为“基极电位转变为负电位”使导通三极管转变为截止，“Ｔ１（磁环）饱和后，各个绕组中的感应电势为零”“ＶＴ１基极电位升高，ＶＴ２基极电位下降”；然而，笔者认为实际工作情况不是这样的。 １、三极管开关工作的三个重要转折点 １.１、三极管怎样由导通转变为截止——第一个转折点 如图１所示，不管是用触发管ＤＢ３产生三极管的起始基极电流Ｉｂ，还是基极回路带电容的半桥电路由基极偏置电阻产生三极管ＶＴ２的起始基极电流Ｉｂ，三极管的Ｉｂ产生集电极电流Ｉｃ，通过磁环绕组感应，强烈的正反馈使Ｉｃ迅速增长，三极管导通，那么三极管是怎样由导通转变为截止的？ 实践证明，三极管导通后其集电极电流Ｉｃ增长，其导通转变为截止的过程有两个转折点，首先是可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率μ的饱和点。 图２中，上面为磁环磁化曲线（Ｂ－Ｈ）及磁导率μ－Ｈ变化曲线，μ＝Ｂ／Ｈ，所以μ就是Ｂ－Ｈ曲线的斜率。开始时μ随着外场Ｈ的增加而增加，当Ｈ增大到一定值时μ达到最大，其最大值为μ－Ｈ曲线的峰值，即可饱和脉冲变压器磁导率的峰值。此后，外场Ｈ增加，μ减小。在电子镇流荧光灯电路中，磁环工作在可饱和状态，在每次磁化过程中，其μ值必须过其峰值。 在初期，可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率随着Ｉｃ的增长而增长（图２）；Ｉｃ增长到一定值，可饱和脉冲变压器的磁导率μ过图２中峰值点，磁环绕组感应电压Ｖ环＝－Ｌｄｉ／ｄｔ，而磁环绕组电感量Ｌ＝μＮ２Ｓ／ι（此公式还说明了磁环尺寸在这方面的作用），也就是说磁环绕组感应电压与可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率μ成正比，磁环绕组感应电压Ｖ环过峰值（关于磁环绕组内电流的情况在后文说明，这里先以实测波形图说明），三极管基极电流Ｉｂ同步过峰值（图２、图３），图２下半部分为三极管Ｖｃｅ、Ｉｃ、Ｉｂ波形图，图２上半部分和下半部分有一根垂直的连线，把基极电流Ｉｂ的峰值点和可饱和脉冲变压器的磁导率μ的峰值点连到了一起，这是外部电路改变三极管工作状态的重要信号点，也就是三极管由导通转变为截止的第一个转折点。随着Ｖ环的下降Ｉｂ也下降，但这时基区内部的电压仍然是正的，当磁环绕组感应电压Ｖ环低于基区内部的电压时（基区外电路所加电压下降到低于基区内部的电压，但仍然是正的），少数的载流子就从基区流出，基极电流反向为负值Ｉｂ２（图３深色曲线２）；图３显示了三极管基极电流Ｉｂ峰值（深色曲线２）和磁环绕组感应电压峰值（浅色曲线１）是同步的，过峰值后基极电流反向为负值。在这期间，基区电流（称为ＩＢ２）是负，但是Ｖｃｅ维持在饱和压降Ｖｃｅｓａｔ（图４浅色曲线１），而Ｉｃ电流正常流动（图４深色曲线２），这时期对应存储时间（Ｔｓｉ）。在这段时间Ｖｂｅ始终是正的，但是基区电流（称为ＩＢ２）是负的。有的书上说导通管的关闭是因为其基极电位转变为负电位，也有的说“Ｔ１（磁环）饱和后，各个绕组中的感应电势为零”，这不符合实际情况，从波形图上我们可以清楚地看到这段时间Ｖｂｅ始终是正的。导通管的基极电位转变为负电位是在Ｉｃ存储结束，流过磁环绕组的电流达到峰值－Ｌｄｉ／ｄｔ等于零的时刻之后，而不是在Ｉｃ存储刚开始的时刻。 不少书刊说导通管的关闭是因为其基极电位转变为负电位，这里多加几幅插图来说明。 从图５可以看到在整个三极管集电极电流Ｉｃ导通半周期内，其基极电压Ｖｂｅ都是正的，一直到Ｉｃ退出饱和开始下降；从图６可以看到在整个三极管集电极电流Ｉｃ导通半周期内，其磁环绕组感应电压Ｖ环也都是正的，一直到Ｉｃ退出饱和才开始下降变负。 比较图５和图６可以看到在三极管集电极电流Ｉｃ接近最大值，也就是三极管进入存储工作阶段时Ｖｂｅ＞Ｖ环，这也可以用来解释ＩＢ２是负值的原因。 基极电流反向为负值是因为三极管进入存储工作阶段时Ｖｂｅ＞Ｖ环，但是，由于Ｖ环是正的，所以基极电流反向电流是“流”出来，而不是“抽”出来的。 磁环次级绕组电压是由流经电感的电流－ｄｉ／ｄｔ所决定，过零点在峰值点，即电流平顶点（图７）；经过电感流向灯管的电流ＩＬ，在磁环绕组和扼流电感上产生感应电压，其过零点为ＩＬ的峰值顶点（ｄｉ／ｄｔ＝０）（图８），这里也可以看到Ｖ环变负的真正时间。 1.2 三极管从存储结束退出饱和，到三极管被彻底关断（tf）——第二个转折点及第三个转折点 （１）三极管进入存储时间阶段，Ｉｂ变为负值并一直维持（图４浅色曲线Ａ）；三极管存储结束退出饱和：当Ｉｂ负电流绝对值开始减小的时刻（图４浅色曲线Ａ），也就是Ｉｃ存储结束开始减小（图４深色曲线２），Ｖｃｅ离开饱和压降Ｖｃｅｓａｔ开始上升的时刻（图４浅色曲线１），这也就是三极管由导通转变为截止的第二个转折点。整个过程也由两部分组成，开始很快降低，后面还有很长一段电流很小的拖尾。 当没有残余电荷在基区里面时，ＩＢ２衰减到零，而Ｉｃ也为零，这是下降时间，三极管被彻底关断，ＢＣ结承担电路电源电压，一般应为３１０Ｖ左右（图４浅色曲线Ａ上毛刺对应的时刻浅色曲线１Ｖｃｅ值为３１４Ｖ））。也就是三极管由导通转变为截止的第三个转折点。 在第二个转折点到第三个转折点这段时间，Ｖｃｅ离开饱和压降Ｖｃｅｓａｔ，开始上升到电路电源电压。（图４浅色曲线１） （２）电感电流ＩＬ与上下两个三极管集电极电流Ｉｃ１、Ｉｃ２的关系，Ｃ３Ｒ２的作用（关断过程之二）： 在第二个转折点与第三个转折点之间Ｉｃ１Ｉｃ２的波形有一个缺口，ＩＬ波形没有缺口。 三极管Ｉｃ存储结束，电流开始快速下降，后面还有很长一段电流很小的拖尾；这时另一个三极管仍然是截止的，还没有开始导通，这样就会造成一个电流缺口（图９）。但是电感Ｌ上的电流是不可能中断的，这个缺口由上管ＣＥ之间的Ｒ２Ｃ３的充放电电流来填补（图１０）。 上管从Ｉｃ存储结束，Ｖｃｅ开始上升，整个过程也由两部分组成，开始很快降低，后面还有很长一段电流很小的拖尾，Ｖｃｅ从零上升到３１０Ｖ，Ｃ３也得充电到３１０Ｖ，其充电电流即为填补缺口的那部分电流（图１０），电感Ｌ中的电流得以平滑过渡。Ｖｃｅ从零上升到３１０Ｖ，Ｃ３也得以充电到３１０Ｖ的那一时刻，其充电电流被关断。ＶＴ１从截止转为导通时，Ｒ２Ｃ３放电，其放电电流填补电流缺口。 对于这一点，有的书上是这样说的：“Ｃ３Ｒ２组成相位校正网络，使输出端产生的基频电压同相”说的应该就是这个意思。 Ｒ２Ｃ３的存在，实际上也避免了两个三极管电流的重叠，即一个三极管尚未关断，另一个三极管已经导通，所谓“共态导通”的问题，提供了一个“死区时间”。 二、三极管是怎样由截止转变为导通的？有的书刊上说是三极管基极通过磁环次级绕组“得到正电位的激励信号电压而迅速导通”，实际上从三极管Ｉｃ存储结束的这一时刻开始，磁环次级绕组的电压即过零开始变为正电位，但是直到ＶＴ２被彻底关断那一刻以前，ＶＴ１一直没有开通。图５、图６中可以清楚地看到三极管产生集电极电流Ｉｃ的时刻落后于基极电压Ｖｂｅ（磁环绕组感应电压Ｖ环）变正的时刻这一段时间。 确切地说，三极管产生集电极电流Ｉｃ（开始开通）的准确时刻应该是另一个三极管被彻底关断的时刻。从整个电子镇流荧光灯电路来说，这也就是前面所说三极管由导通转变为截止的第三个转折点。从时间上来说三极管产生集电极电流Ｉｃ（开始开通）的准确时刻也就是Ｒ２Ｃ３上的充放电电流终了的时刻，而这个时刻也正是另一个三极管被彻底关断的时刻。 从波形图上看，三极管产生集电极电流Ｉｃ（开始开通）的时刻，正是电感Ｌ两端电压的峰值点（图１１）。 另一管Ｉｃ的开通：电感Ｌ中的电流不能突变，而此时Ｖｂｅ已为正，三极管产生一个反向电流，此时也正好是电感Ｌ两端电压的峰值点（图１１）。 为什么在电子镇流荧光灯电路中三极管的上升时间ｔｒ我们不予以关注？从上面对三极管集电极电流Ｉｃ的开通过程就可以得到答案。在这里，三极管集电极电流Ｉｃ的上升过程不符合三极管的上升时间ｔｒ的定义，因此ｔｒ在这里也就失去了它原来的意义。 由于从三极管Ｉｃ存储结束的这一时刻开始，磁环次级绕组的电压即过零开始变为正电位，但是在Ｒ２Ｃ３上的充放电电流终了那一刻以前，正常情况下ＶＴ１一直没有开通；必须注意的是，当线路调整不好的时候，Ｉｃ会产生一个有害的毛刺。 ２ 三极管集电极电流Ｉｃ初始值的讨论 带电感负载的开关三极管，在三极管关断时因电感产生反电动势会收到一个高电压。但是，在目前国内大量采用的电子镇流荧光灯半桥电压反馈电路中，开关三极管电压的选择，是不考虑这个反电动势的；在实际生产中，用世界上最好的示波器去观察，也看不到高于整流滤波后电源电压的波形；对于灯用三极管设计生产厂家来说，三极管的电压参数选取得是否合理，关系到如何真正做到“低成本、高可靠”；如果不切实际地把三极管的电压参数选高了，用户最需要的电流特性就会受到影响。那么，电路中的这个反电动势，是通过什么渠道泄放掉的？在Ｒ２Ｃ３上的充放电电流终了后，实际上就是通过三极管集电极电流Ｉｃ初始值泄放的。（三极管ＣＥ并联反向二极管的话，这个初始值被二极管分流一部分）。 由于电感Ｌ中的电流不能突变，三极管集电极电流Ｉｃ的初始值必须和Ｒ２Ｃ３上的充放电电流终了值一致。Ｒ２Ｃ３上的充放电电流的初始值在数值上与另一个三极管Ｉｃ的关断终了值一致，但方向相反；而Ｒ２Ｃ３上的充放电电流的终了值与初始值相差不大，三极管集电极电流Ｉｃ一个很大的负电流初始值就是这样来的。 这个很大负电流的流经方式要分四种情况讨论： 在这四种情况中，我们首先讨论第一种情况： 从图１２、图１６可以看到，流经三极管集电极的电流Ｉｃ从三极管ＢＥ之间的二极管流过（图１６）。三极管集电极－发射极电压Ｖｃｅ加的是负电压，三极管反向工作。 在这以前，人们一直在三极管的关断功率损耗上做文章，降低三极管的关断功率损耗，以提高可靠性。其实三极管反向工作这一段时间的反向功率损耗也应该引起足够的注意，因为这一段时间三极管上的工作电压、电流、延续时间都比较可观，因此其上的功率损耗也比较可观。 实际生产中，不加ＢＥ反向二极管，有一定比例的三极管损坏，且是ＢＥ结损坏，就认为是三极管ＢＥ反向耐压不够，这是误解。应该是负电流的流经渠道不畅造成三极管功率损耗过大。 第二种情况，三极管ＣＥ并联反向二极管（图１３）：另一个三极管彻底关断、Ｒ２Ｃ３充放电结束的时刻，电感ＩＬ内的电流（相当于Ｒ２Ｃ３充放电电流终了值）大部分流经ＶＤ６（ＶＤ７），少部分仍然流经三极管ＢＣ结（体现为三极管集电极电流Ｉｃ）。 第三种情况，三极管ＢＥ、ＣＥ同时并联反向二极管（图１４）：另一个三极管彻底关断、Ｒ２Ｃ３充放电结束的时刻，电感ＩＬ内的反向电流（相当于Ｒ２Ｃ３充放电电流终了值）大部分流经ＣＥ并联反向二极管ＶＤ６（ＶＤ７），少部分仍然流经三极管ＢＥ并联反向二极管－三极管ＢＣ结（体现为三极管集电极电流Ｉｃ）。 第四种情况，采用ＤＢ３触发的小功率节能灯在三极管功率余量足够时，可以不加ＢＥ反向二极管（图１５），这是因为负电流有一个通过磁环次级绕组、基极电阻、三极管ＢＣ结的流经渠道（图１７Ｉｂ刚开始上跳时的波形），基极回路带电容的半桥电路不能没有ＢＥ并联反向二极管。 采用ＢＵＬ１２８Ｄ这一类带续流二极管的抗过驱动三极管，不要再加ＣＥ二极管。 三极管ＢＥ、ＣＥ并联反向二极管（基极回路带电容的半桥电路在ＢＥ并联反向二极管上还串联有电阻）对整个电路的工作状况有很大影响，特别是会对灯管起辉和三极管电流波形产生影响。 ３ Ｉｃ电流上升过程的讨论 电路工作状态下可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线的饱和点和三极管的存储时间ｔｓ是工作周期的重要决定因素。那么什么是“电路工作状态下”？其实就是那个时候的Ｉｃ电流上升过程，更准确地说是流过磁环初级绕组的电流、三极管储存阶段流过的电流。这句话实际上包含了两重意思：一方面肯定了可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线和三极管的存储时间ｔｓ的重要性；另一方面也没有否定电路其他元器件（电容、电感、灯管）对电路工作状况的重要作用。 （１）下管ＶＴ２刚开始导通时，电路相当于ＲＬＣ串联电路加上直流电压（图１８）： （２）下管ＶＴ２截止、上管ＶＴ１导通时，电路相当于电容充电后通过ＲＬ放电（图２０）： 负载电流不但受灯动态电阻ＲＬ影响，而且同时受可饱和脉冲反馈变压器（磁环）可变初级阻抗ＺＴ、三极管存储时间ｔｓ的调制。 瞬态电流通过有效磁导率μｅ变化对电路稳态工作的控制作用：有效磁导率μｅ高，脉冲反馈变压器初级阻抗提高，较小的电流瞬时值就可以得到足够的Ｖ环，使电路提前转换。开关频率提高，电流初始值下降。 开关频率的下降会使得灯电流增加，灯电流增加的同时又提高了脉冲反馈变压器磁化场Ｈｍ。这样，在电路负变化过程中得以实现一定程度的频率反馈。 可以利用电路方程进行更深入的讨论，公式本身是可信的，但如何将电路的实际工作状况转换成准确的电路模型却是很困难的。 要准确地描绘出流经三极管的电流变化曲线实际上是很困难的，因为它受较多因素的影响。数学推导公式中的Ｒ在灯启辉后两端还并联有一个电容Ｃ；除了数学推导公式中已经提到的诸因素以外，其实三极管并不是一个单纯的开关，灯管也不是一个纯电阻Ｒ，灯丝温度、负阻特性、点火电压等因素都会严重影响电流变化曲线。这里只提供了一个思路，还没有准确地描绘出流经三极管的电流变化曲线，但是作为一种定性分析，再结合实际波形图，对解决实际问题还是很有指导意义的。 例如三极管ｔｓ的测试，应该在什么条件下？Ｉｃ是多少，基极加什么样的电压？通过文章前面的分析，应该是比较清楚了。三极管进入存储工作阶段时Ｖｂｅ＞Ｖ环，但是，由于Ｖ环是正的，基极电流反向电流是“流”出来的，而不是“抽”出来的。所以，传统的开关三极管ｔｓ测试时加负电压抽取的方法是不符合灯用三极管的实际工作情况的。 磁环尺寸、磁环初级绕组圈数Ｎ在电路中的作用，通过图２也可以得到解释，Ｈ＝ＮＩ，Ｎ增加Ｈ也相应增加，有效磁导率μｅ也相应变化，其峰值点到来的时间提前，又因为磁环绕组电感量Ｌ＝μＮ２Ｓ／ι，Ｖ环也相应增大；而磁环次级绕组圈数与次级绕组输出电压成正比，都会对三极管ＩＢ产生影响，但是由于电流和频率之间的反馈作用，这种影响得到一定的缓和。磁环有效导磁率和三极管ｔｓ配合工作的原理也可以得到一定的解释。磁环尺寸对工作频率有很大影响，磁环尺寸越小就容易饱和，所以工作频率就越高。 三极管在灯电路中的实际工作情况与在基极加一个方波电压，再在集电极接一个纯电阻负载Ｒ这种测量三极管开关参数的概念式是不完全相同的。 三极管的集电极电流Ｉｃ并不完全受基极电压的控制，谐振回路其他元器件（电容、电感、灯管）对其工作状况有重要影响。 要进一步研讨这个问题，至少牵涉到对磁性材料、电光源领域高频工作下的低压气体放电、半导体物理、电子电路等专业知识的深刻了解和它们之间的融会贯通。所以，这需要有关方面联手合作，进一步做深入细致的工作。 |
(续上电子镇流器基本电路一贴)电子镇流器的半桥逆变电路的工作原理
描述：半桥逆变电路基本形式
图片：
图中三极管VT1、VT2组成有源半桥支路，
电容C7、C8组成无源半桥支路，半桥的中点电压为直流电压的一半，即为E/2，灯管作为负载与电感L2相串联，跨接在两个半桥中点之间。VT1、VT2是半桥逆变电路中的重要组件，起着功率开关的作用，选择时，应优先考虑其开关参数。其工作原理是：加上电源后，由直流电压VDC(E)提供的电流经R1对积分电容C5充电，一旦此电压达到并超过触发二极管VDB3的转折电压(约30～40V)后，该二极管击穿导通，并有电流流入VT2的基极，使VT2导通，此时，电流流经的路径为电源VC3→C7→灯丝→C6→灯丝→电感L 2→磁环变压器Tr的初级绕组N3→VT2的集电极→地。
VT2集电极电流的增长趋势在磁环变压器的初级绕组N3上产生感应电动势，同时在其次级(N1、N2)也产生感应电动势，其极性是使各绕组上用?表示的同名端为正，从而使VT2的基极电位升高，基极电流、集电极电流进一步加大，即在电路中产生如下的连锁反应：
这种连锁式的正反馈作用使VT2导通并饱和。顺便指出，在VT2导通后，电容Cs的电荷通过二极管VD。和晶体管VT2放电，其电压下降，不再使触发管导通，该支路也不再对VT2基极产生影响。所以，由R1、C5及VDB3提供的触发信号只在电源接通后对VT2起触发作用。在VT1、VT2轮流工作后，其工作频率较高，VT2截止时间很短，在这样短的时间内C5来不及得到充分的充电。而VT2导通后，C5又放电。这样，它上面的电压是一些幅度很小的锯齿波，达不到足以使VDB3导通的电压。因此，一旦电路转换，VT1、VT2轮流导通与截止后，VDB3将不再能导通，对VT2也不起任何作用。
当VT2电流增加使磁环趋向饱和，各绕组感应电动势急剧下降，VT2基极电位也下降，ic2减小，在磁环变压器中将产生与ic2以增加时相反极性的电动势，即各绕组中用?表示的同名端电压为负，这样一来，VT1的基极电位上升，集电极电流ic1增加，电流的流通路径为Vc3→VT1集电极→电感L2→灯丝→C6→灯丝→C8→地。
流过电感L2及磁环的电流与VT2导通时的电流方向相反，并形成以下连锁反应：
结果，VT2迅速退出饱和变为截止，而VT1迅速由截止变为导通并饱和。
上述过程周而复始地重复下去，VT1、VT2轮流导通与截止，在两个半桥中点之间形成交变的方波电压，其幅度为E/2 (有源半桥中点的电压由E下降到0，以后又由0跳变为E，而无源半桥中点的电压为E/2)。此交变电压经过启动电容C6，电感L2的串联谐振作用，其电流变为接近正弦波，并在C6两端产生了一个很高的电压(其值由电感L2的Q值及电容C6值决定)加到灯管上，从而将灯管启辉点亮
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