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步骤一 确定系统对象
图1
线性电源范围
电压倍压电路如图1所示，通常是用于正激式电路，在普通电压输入的情况下。所以最小的线性电压是实际电压的2倍。
——线性频率fL
——最大输出功率P0
——预计功率：这是需要估计这功率转换器的效率去计算出这最大的输入电压。如果无法参考资料，设Eff=0.7~0.75，用于低电压输出的设备；设Eff=0.8~0.85，用于高电压输出的设备。
确定的估计效率，这最大的输出功率是
基于输入最大功率，选择适合的开关芯片。因为MOSFET管的两端电压是转换器的两倍电压，一个额定电压是800V的开关芯片，MOS管就可用于一般的电压输入。开关芯片的种类的额定功率已经在设计软件之内。
步骤二 确定DC电容（）和DC电压范围图2
这最大的DC电压(DC link voltage)波纹是：
Dch是是链电容(DC link capacitor)占空比，如图2，通常值为0.2。
用于倍压器的两个电容要串联，每个电容值是方程（2）中所需电容的2倍。
在已知的最大电压波纹，那么这最小和最大的直流链电压（DC link voltage）是：
步骤三 确定变压器重置方式和最大占空比（Dmax）正激式开关电源一个固有的限制，在MOSFET关闭的时候，就是变压器必须重置。因此，额外的重置方案应该被纳入。
现有两个重置方案：
a． 辅绕组重置
该方案有益于效能，因为能量被储存在磁化电感中，且能量会释放回输入电路中。
但是额外的绕组会使得变压器的构造更复杂。
图3
MOSFET管上最大的电压和最大占空比是：
Np和Nr和分别分别是初级（primary winding）匝数(笔者注：初级=主绕组)和辅绕组匝数。
由方程（5）（6）可得，当Dmax逐渐减少，在MOSFET管上最大的电压会跟着减少。然而，减小的Dmax导致在次边的电压应力上升。因此，在一般输入电压下，设定Dmax=0.45和Np和Nr是比较合适的。
在辅边重置电路中，开关芯片内部已经限制占空比低于50%，用于阻止磁饱和现象发生在变压器上。
b． RCD重置
图4画出带有RCD重置的正激式简化电路图。缺点是储存在磁电感中的能量被消耗。在RCD缓冲器中，不像辅绕组重置方案可以返还能量于输入电压中，但是，因为它简单，这方案广泛应用于许多预算有限的开关电源中。
这最大的电压应力和缓冲器电容电压分别为：
因为缓冲器电容电压是固定不变的，而且几乎不受输入电压影响。所以当转换器工作电压在幅度较小的情况下，MOSFET管两端电压可以低些，这是相对于辅绕组重置方案而言的。
对于辅组重置方案而言，RCD重置方案另外一个优点是：这可以把占空比设置到最大，大于50%；而相对地，MOSFET管两端因此减轻了次级的电压应力。
而相对辅边绕组重置方案而言，MOSFET两端电压较其低，从而减轻了次级的电压应力。
步骤四 确定输出电感电流的纹波因素图5 给出输出电感的电流。
这电流因素定义为：kRF=△I/2I0；是最大输出电流。在大多数实际设计当中，设kRF=0.1~0.2一旦纹波因素确定，那么MOSFET管的rms电流（电流有效值）就如下：
检查MOSFET管最大峰值（Idspeak）是否低于开关芯片的脉冲电流（峰峰值电流）的限制.
步骤五 确定变压器合适的磁芯和最小主绕组匝数，以确防止磁芯饱和事实上，磁芯最初的选择是受原材料所限制的，因为实在太多可变因素了。其中一种方法去选择合适的磁芯是查阅磁芯制造商的磁芯选择指南。如果没有合适的参考资料，用以下的公式作为一个开始点：
AW是空窗面积，AE是磁芯的横截面积（单位mm2 ）。
确定了磁芯后，变压器主绕组最小的匝数是（能避免磁饱和）：
步骤六 确定变压器各绕组匝数首先，确定主边（初级）和反馈控制次边（次级）的匝数比，以作为参考。
Np和Ns1分别是主绕组的匝数和参考输出绕组匝数，Vo1是输出电压，VF1是输出端的二极管管压降。
然后，确定合适的Ns1匝数（取整数），那么Np就取比Np.min大的数值，见公式（14）。
主边电感值是：
是AL-value值（电感系数）在无间隙的情况下（nH/turn2）
n-th输出的匝数是
VO（n）是输出电压，而VF（n）是第n个输出（n-th）的二极管管压降。
下一步是确定VCC（笔者注：VCC是芯片端口名）绕组的匝数。VCC绕组的匝数是由不同重置方案而定。
（a）辅绕组重置：
若选取辅绕组重置方案，则VCC绕组线圈是：
V*CC是标称电压（nominal voltage），VFa是二极管管压降。当取用辅绕组重置方案时，因为VCC与输入电压成比例，所以应该把V*CC设为等于VCC开启电压，以此去避免在正常工作中产生过压保护。
（b）RCD重置：
RCD重置法，VCC绕组线圈数是：
V*CC是标称电压（即额定电压nominal voltage），因为取用RCD重置方案，VCC几乎是一个常量，所以V*CC设为比VCC开启电压高2~3V。
步骤七 基于有效电流（rms current）确定每个变压器的绕线直径第n个线圈的有效电流值
IO（n）是第n个最大输出电流。
如果用辅绕组重置法，那么辅绕组的有效电流是
当绕线比较长（大于1m），电流密度通常是5A/mm2。当绕线比较短，匝数比较少时，电流密度是6~10A/mm2时，也能接受。避免选用绕线直径大于1mm的铜线，以避免涡流损耗，并且可以使得绕制线圈更容易。如果需要更大的输出电流，最好采用平行绕线法，并采用多股较细的线以减少趋肤效应。
检查一下变压器磁芯的空窗面积是否能容纳下全部绕线。要求空窗面积是：AW=AC/KF AC是实际导体的面积，KF是充满系数。当用绕线管的时候，通常充满系数是0.2~0.3。
步骤八 确定输出电感的合适磁芯和匝数当自激式开关电路有多于一个的输出口，如图7
耦合电感通常用来加强互稳压（cross regulation）——耦合电感，共用一条磁芯，分别有独自的线圈。
首先，确定耦合电感的第n个绕组与参考绕组（第一个绕组）的匝数比。
上述的匝数比一样：
然后，计算参考输出电感的电感值：
L1是最小匝数，可避免磁饱和是：
Llim是开关芯片电流限度，Ae是磁芯横截面积（单位mm2）和Bsat是磁通饱和密度（单位tesla）。如果无课查阅资料，可Bsat=0.35~0.4T。一旦NL1确定了，NL（n）就可用等式（23）求出。
步骤九 基于有效电流，确定每个电感线圈中导线的直径第n个电感线圈的有效电流是
当绕线比较长（大于1m），电流密度通常是5A/mm2。当绕线比较短，匝数比较少时，电流密度是6~10A/mm2时，也能接受。避免选用绕线直径大于1mm的铜线，以避免涡流损耗，并且可以是绕制线圈更容易。如果需要更大的输出电流，最好采用平行绕线法，并采用多股较细的线以减少趋肤效应。（笔者注：与前文有相同之处，不知道是不是原文编排有问题。）
步骤十 基于电压与电流，确定次边的二极管第n个输出整流二极管的最大电压及有效电流值：
步骤十一 在考虑电压和电流纹波情况下，确定输出电容第n个输出电容的纹波电流是：
这纹波电流应小于等于电容的纹波电流的指标值
第n个输出电压纹波是：
CO（n）是第n个输出电容的电容值，而RC（n）是第n个输出电容的有效串联电阻（ESR）。有时候，这是没可能用单个输出电容满足纹波要求，因为电解电容有很高的ESR。那么，额外的LC滤波电路可以用上场。当使用额外的LC滤波器，请小心不要把拐点频率（corner frequency）设得太低，否则可能会导致系统不稳定或者束缚了带宽调节（control bandwidth）。比较合适的是把滤波器的拐点频率设为开关频率的1/10~1/5。
步骤十二 设计重置电流（a）辅绕组重置法：重置二极管最大的电压和有效电流
（b）RCD重置：重置二极管的最大电压和有效电流是
在正常情况下，缓冲器网络的能量耗散：
Vsn是在正常情况下，缓冲器（snubber）电容电压值，Rsn是缓冲器电阻，n是Np/Ns1，而COSS是MOSFET管得输出电容值。基于能量的耗散，缓冲器电阻应选择合适的额定功率。
正常情况下，缓冲器电容的纹波电压是：
一般来讲，5%~10%的纹波是比较实际和合理的
步骤十三 设计反馈电路因为开关芯片（FPS）采用电流控制模式，正如图9，反馈电路可以简化地实施，用一个电极（pole）和一个零点(zore)的补偿电路就可以表达。
对于电流连续工作模式（CCM）用开关芯片的正激式电路控制输出的转换函数是：
RL是控制输出的总的有效电阻，定义为VO12/PO。当这个电压转换器有多于一个的输出口时，直流电和低频控制输出转换函数（control-to-output transfer function）是跟所有并联负载电阻成正比，受匝数比的平方调节。
因此，总的有效电阻（RL）被用于等式（38），而不是VO1的实际负载。K是开关芯片（FPS）的电压对电流转换率，定义为k=IPK/VFB=Ilim/3，IPK是峰值漏极电流，VFB是运行状态下的反馈电压。
图10 表明CCM工作模式下控制输出转换函数的变化与负载关系。因为CCM正激式电路天生拥有很好的线性，所以转换函数是不受输入电压变化的影响。虽然系统电极（system pole）和直流电压增益都受负载条件的变化而变化。
这个图9反馈补偿网络的转换函数是
从图10可以看出，最坏的情况是CCM正激式电路的反馈回路满负载的情况。因此，能在low line（不知什么意思）和满负载的情况下，设计一个有合适的相位和增益余量的反馈电路，那么在所有工作范围的稳定性就能得到保障。设计反馈电路的程序如下：
（a）确定交叉频率（crossover frequency）—fc。如果加入额外的LC滤波器，这交叉频率应设为低于滤波器拐点频率（cross frequency）的1/3，因为它引入了-180°的相位差。请不要将交叉频率超过滤波器的拐点，如果交叉频率太接近拐点频率，那么控制器应设计有足够的相位余量——大于90°，且忽略滤波器的影响。
（b）在fc下，确定补偿器（Wi/WZ）（自耦变压器）的直流电压增益，去抵消控制输出的增益。
（c）设置自耦变压器的零点compensator zero（fzc），约为fc/3
（d）设置自耦变压器的极点compensator pole（fpc），大于3fc
当确定这反馈回路的原件时，这里有一些限制条件，如下：
（a）连接反馈脚（feedback pin，开关芯片的FB）的电容器(CB)是跟关机延时时间有关，当出现过载的情况。（缺公式41，和解析）
（a）其中VSD是关断反馈电压，Idelay是关断延迟电流。 这些值在data sheet中已给出。 一般来说，10?100 ms的延迟时间适合大多数实际应用。 在一些情况下，带宽是由于过载保护所需的延迟时间限制。
（b）电阻Rbias和RD与光耦合器一起为KA431提供合适的工作电流同时为FPS提供反馈信号。 一般来说，最小KA431的阴极电压和电流为2.5V和1mA，分别。 因此，Rbias和RD应设计为满足以下条件。
其中VOP是光电二极管正向压降，通常为1V，IFB是FPS的反馈电流，通常为1mA。 例如，对于Vo1 = 5V;Rbias<>RD<>
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